總之，LT6657 提供高精確度、低噪聲和高穩定性，該器件還具備很多優點，這些優點使得 LT6657 具備很高的靈活性。該器件的眾多優點使系統設計能夠提高功率和電路板面積利用率、與多種電源電壓和環境條件兼容并能夠實現的精確度、穩定性和大的動態范圍。這個突破性電壓基準的眾多優點和高性能與高制造質量相結合，使該器件能夠適應很多應用電路。

　　ADI公司 Power by Linear

　　信號調理產品部

　　設計經理

　　Brendan Whelan

  不斷豐富的高速和*速ADC以及數字處理產品正使過采樣成為寬帶和射頻系統的實用架構方法。半導體技術進步為提升速度以及降低成本做出了諸多貢獻（比如價格、功耗和電路板面積），讓系統設計人員得以探索轉換和處理信號的各種方法——無論使用具有平坦噪聲頻譜密度的寬帶轉換器，或是使用在目標頻段內具有高動態范圍的帶限Σ-Δ型轉換器。這些技術改變了設計工程師對信號處理的認識，以及他們定義產品規格的方式。
        噪聲頻譜密度(NSD)及其在目標頻段內的分布,能夠讓其在數據轉換過程中更好的被濾除.。
        比較在不同速度下工作的系統，或者查看軟件定義系統如何處理不同帶寬的信號時，噪聲頻譜密度(NSD)可以說比信噪比(SNR)更為有用。它不能取代其他規格，但會是分析工具箱中的一個有用參數指標。

我的目標頻段內有多少噪聲？
        數據轉換器數據手冊上的SNR表示滿量程信號功率與其他所有頻率的總噪聲功率之比。

現在考慮一個簡單情況來比較SNR和NSD，如圖1所示。假設ADC時鐘頻率為75 MHz。對輸出數據運行快速傅里葉變換(FFT)，圖中顯示的頻譜為從直流到37.5 MHz。本例中，目標信號是的大信號，且碰巧位于2 MHz附近。對于白噪聲（大部分情況下包含量化噪聲和熱噪聲）而言，噪聲均勻分布在轉換器的奈奎斯特頻段內，本例中為直流至37.5 MHz。
        由于目標信號在直流與4 MHz之間，故可相對簡單地應用數字后處理以濾除或拋棄一切高于4 MHz的頻率（僅保留紅框中的內容）。這里將需要丟棄7⁄8噪聲，保留所有信號能量，從而有效SNR改善9 dB。換句話說，如果知道信號位于頻段的一半中，那么事實上可以在僅消除噪聲的同時，丟棄另一半頻段。
        這就引出了一條有用的經驗法則：存在白噪聲時，調制增益可使過采樣信號的SNR額外改善3 dB/倍頻程。在圖1示例中，可將此技巧應用到三個倍頻程中（系數為8），從而使SNR改善9 dB。
        當然，如果信號處于直流和4 MHz之間某處，那么就不需要使用快速75 MSPS ADC來捕捉信號。只需9 MSPS或10 MSPS便能滿足奈奎斯特采樣定理對帶寬的要求。事實上，可以對75 MSPS采樣數據進行1/8抽取，產生9.375 MSPS有效數據速率，同時保留目標頻段內的噪底。
        正確進行抽取很重要。如果只是每8個樣本丟棄7個，那么噪聲會折疊或混疊回到目標頻段內，這樣將得不到任何SNR改善。必須先濾波再抽取，才能實現調制增益。
        即便如此，雖然理想的濾波器會消除一切噪聲，實現理想3 dB/倍頻程的調制增益，但實際濾波器不具備此類特性。在實踐中，所需的濾波器阻帶抑制量與試圖實現多少調制增益成函數關系。另外應注意，“3 dB/倍頻程”的經驗法則是基于白噪聲假設。這是一個合理的假設，但并非適用于一切情況。
        一個重要的例外情況是動態范圍受非線性誤差或通帶中的其他雜散交調分量影響。在這些情況下，“濾波并丟棄”方法不一定能濾除雜散分量，可能需要更細致的頻率算法。

將SNR和采樣速率轉換為噪聲頻譜密度
        當頻譜中存在多個信號時，比如FM頻段內有許多電臺，情況會變得愈加復雜。若要恢復任一信號，更重要的不是數據轉換器的總噪聲，而是落入目標頻段內的轉換器噪聲量。這就需要通過數字濾波和后處理來消除所有帶外噪聲。
        有多種方法可以減少落入紅框內的噪聲量。其中一種是選擇具有更好SNR（噪聲更低）的ADC?；蛘咭部梢允褂孟嗤琒NR的ADC并提供更快的時鐘（比如150 MHz），從而讓噪聲分布在更寬的帶寬內，使紅框內的噪聲更少。

NSD進入視野
        這就提出了一個新問題：如要快速比較轉換器濾除噪聲的性能，有沒有比SNR更好的規格？
        此時就會用到噪聲頻譜密度(NSD)。用頻譜密度（通常以相對于每赫茲帶寬的滿量程的分貝數為單位，即dBFS/Hz）來刻畫噪聲，便可比較不同采樣速率的ADC，從而確定哪個器件在特定應用中可能具有低噪聲。
        表1以一個70 dB SNR的數據轉換器為例，說明隨著采樣速率從100 MHz提高到2 GHz，NSD有何改善。
表1.改變一個70 dB SNR的ADC的采樣速率
        
        表2顯示了部分極為不同的轉換器的多種SNR和采樣速率組合，但所有組合都具有相同的NSD，因此每一種組合在1 MHz通道內都將具有相同的總噪聲。注意，轉換器的實際分辨率可能遠高于有效位數，因為很多轉換器希望具有額外的分辨率以確保量化噪聲對NSD的影響可忽略不計。
表2.幾種極為不同的轉換器均在1 MHz帶寬內提供95 dB SNR；SNR計算假定為白噪底（無雜散影響）